Диагностирование транзисторов в составе печатного узла

Несмотря на широчайшее применение интегральных схем, транзисторы до сих пор остаются необходимым элементом электронных систем управления. Их широко применяют в мощных выходных каскадах усилителей, в высоковольтных узлах, функциональных преобразователях и т. д.

Транзисторы характеризуются большим числом параметров, измерить которые при внутрисхемном диагностировании практически невозможно. Этого и не требуется. Важно оценить правильность распайки транзистора после его замены в процессе ремонта и его работоспособность, т. е. возможность в дальнейшем выполнять свои функции.

Методы внутрисхемного контроля транзисторов можно подразделить на две группы. К первой группе относятся методы качественной оценки работоспособности, позволяющие проверить по какому-либо критерию способность транзистора выполнять определенные функции. Вторую группу составляют методы внутрисхемного измерения параметров.

В простейшем случае транзистор можно проверить по значениям сопротивлений переходов в открытом и закрытом состояниях, когда транзистор представляется пассивной нелинейной трехполюсной моделью. Метод широко применяется в радиолюбительской практике. Использование для измерения сопротивлений переходов обычных омметров неэффективно, так как в реальной схеме переходы транзистора всегда зашун- тированы другими элементами, и оценить реальное значение сопротивлений невозможно. Для решения задачи целесообразно использовать методы и измерительные преобразователи для контроля элементов МЭЦ. Например, измерение сопротивления перехода в режиме заданного тока возможно с помощью схемы, приведенной на рисунке 7.9.

Испытываемый переход транзистора VT включают с помощью зондов 32 и 34 между входом и выходом операционного усилителя ОУ, во входной цепи которого включен калиброванный резистор Rq. Проверка перехода осуществляется в два такта, отличающихся полярностью тестового напряжения U0. В одном такте проверяют сопротивление открытого перехода, а во втором — закрытого. С помощью зондов Зх и З3 замыкают между собой шину питания ШП и общую шину ОШ объекта и соединяют их с общей шиной измерительной схемы. Элементы Zj и Z2 оказываются включенными между эквипотенциальными точками — инвертирующим входом ОУ с нулевым потенциалом и общей шиной. Ток через них не протекает, и они не влияют на результат измерения. Элемент Z3 также не влияет на результат измерения, так как через зонды 3: и 34 он включен параллельно малому выходному сопротивлению ОУ. Благодаря замыканию накоротко шин питания на остальные каскады ОД напряжение не подается. Тем самым исключается возможность появления в ИС сигналов от предшествующих транзистору VT элементов печатного узла.

— Внутрисхемное измерение сопротивления перехода

Рисунок 7.9 — Внутрисхемное измерение сопротивления перехода

транзистора

Рассмотренный метод можно использовать для проверки правильности распайки вывода базы транзистора. Перепутывание выводов эмиттера и коллектора не диагностируется. Возможно также обнаружить факт ошибочной установки транзистора другого типа проводимости. Контроль параметров чисто качественный: “открыт переход” — “закрыт переход”. Точному измерению препятствует очень широкий диапазон значений сопротивлений переходов (от десятков Ом у открытого перехода до десятков МОм у закрытого), который должен быть измерен с помощью одного измерительного преобразователя. Серьезный недостаток рассмотренной схемы — возможность появления большого напряжения насыщения на выходе ОУ в том случае, когда оборвана цепь электрода транзистора или перепутаны его выводы. Это может привести к выходу из строя других элементов печатного узла. Метод не может быть применен в схемах, где параллельно электродам транзистора включен диод, переход другого транзистора или активное сопротивление.

Достаточно просто можно поверить в некоторых схемах усилительные свойства транзистора в случае представления его активной четырехполюсной моделью с автономным источником энергии. Для этого к проверяемому транзистору подключают внешние элементы малым сопротивлением, образующие вместе с ним генераторную схему, чаще всего блокинг-генера- тор. Возникновение генерации свидетельствует об исправности транзистора. Метод широко применяется в радиолюбительской практике из-за простоты реализации и удобства представления информации: обычно появление генерации индицируется звуковым сигналом или свечением светодиода. Однако метод не может быть рекомендован для применения в промышленных целях из-за ряда серьезных недостатков:

  • - на схему объекта диагностирования подают напряжение питания, что может привести к выходу из строя соседних элементов проверяемого узла;
  • - низкоомные цепи измерительной схемы резко нарушают режим работы соседних компонентов печатного узла, что также может привести к выходу их из строя. Аналогичный эффект могут вызвать генерируемые сигналы;
  • - рабочие сигналы ОД могут быть ошибочно приняты за положительный результат проверки.

В целом, рассмотренные методы качественной оценки работоспособности транзисторов не обладают достаточной универсальностью и достоверностью контроля.

Измерение параметров можно проводить при представлении транзистора как пассивной, так и активной моделью с зависимым источником энергии. В рабочей схеме ОД невозможно измерить все параметры транзистора. Поэтому важно выбрать параметры, позволяющие наиболее достоверно оценить его работоспособность. Параметры транзистора классифицируют следующим образом:

  • - статические параметры, которые оцениваются по значениям постоянных токов, протекающих через электроды транзистора, или по значениям напряжений постоянного тока на этих электродах при фиксированных условиях измерения;
  • - малосигнальные параметры эквивалентного четырехполюсника, когда используется линейная модель транзистора;
  • - параметры физической эквивалентной схемы, характеризующие работу транзистора в заданном диапазоне частот и режимов;
  • - импульсные параметры, характеризующие реакцию транзистора на скачкообразное воздействие, такие как длительность фронта, время задержки и т. д.;
  • - тепловые параметры, характеризующие саморазогрев транзистора рассеиваемой в нем мощностью;
  • - параметры, характеризующие шумовые свойства.

Наиболее полно характеризуют работоспособность транзистора статические и малосигнальные параметры.

Рассмотрим более подробно статические характеристики. Система коллекторных вольт-амперных характеристик представлена на рисунке 7.10. Работа транзистора описывается в четырех областях: активной области I, области отсечки II, области насыщения III и области пробоя IV.

Основной характеристикой активной области служит статический коэффициент передачи тока

где 1к и 1б — соответственно, ток коллектора и ток базы в активной области;

1к0 — обратный ток коллектора при отключенном эмиттере.

Коэффициент Р определяют при небольшом значении напряжения коллектор — эмиттер 17кэ и при токе коллектора, близком к рабочему. Учет 1к0 в числителе и знаменателе выражения для р существенен только для микрорежимов, когда 1б < 201 .

— Коллекторные вольт-амперные характеристики транзисторов

Рисунок 7.10 — Коллекторные вольт-амперные характеристики транзисторов

Для характеристики области отсечки используются токи обратно смещенных переходов транзистора:

  • - 1к0 и I обратные токи переходов база-коллектор и база- эмиттер, измеряемые при отключенном третьем электроде;
  • - 1кн и 7эн начальные токи переходов, измеряемые при замкнутых выводах базы и третьего электрода или при включении между ними определенного активного сопротивления;
  • - 1кз и 1эз токи переходов закрытого транзистора, измеряемые при определенном запирающем напряжении между базой и третьим электродом.

Для характеристики области насыщения III используются напряжения насыщения коллектор-эмиттер и база-эмиттер, измеряемые при заданном токе коллектора и фиксированном токе базы, значение которого должно быть в 2-20 раз больше тока базы, соответствующего току коллектора в активном режиме.

Измерение характеристик области пробоя в принципе неприемлемо для внутрисхемного контроля из-за необходимости подачи на объект больших напряжений.

Малосигнальные параметры, иногда называемые динамическими, дополняют статические характеристики и дают более полную оценку параметров транзистора в активной области. Их измерение основано на использовании тестового воздействия переменного тока с малой амплитудой. Амплитуда воздействия считается малой, если при уменьшении ее в два раза значение измеряемого параметра изменяется менее чем на величину основной погрешности измерения.

Характеристики транзистора как линейного четырехполюсника удобно описывать с помощью матриц. Для биполярных транзисторов наиболее часто используют ^-параметры:

которые могут быть пересчитаны в любые другие.

Измерения /г-параметров можно производить в любой из возможных схем включения транзистора: с общей базой, с общим эмиттером и с общим коллектором при определенных режимах по постоянному току. Для указания на схему включения используют дополнительный индекс у h — “б”, “э” или “к”. При этом напряжения и токи, входящие в выражение для /г-параметров приобретают конкретный смысл. Например, для схемы с общим эмиттером это выражение будет иметь вид:

Низкочастотные малосигнальные параметры связаны со статическими характеристиками, поэтому их часто называют квазистатическими. Так, например,

Высокочастотные малосигнальные параметры также описывают транзистор как линейное устройство. Однако они не имеют однозначной связи со статическими характеристиками, их относят к динамическим параметрам, которые характеризуют переходные процессы в транзисторе.

Одними из наиболее информативных параметров, однозначно характеризующих исправность транзисторов, служат обратные токи переходов 1к0 и 1э0, так как их значения зависят не только от состояния переходов, но и от состояния поверхности полупроводника. Однако I и I измеряются при разрыве соответственно цепи эмиттера или коллектора, что нереализуемо при внутрисхемном контроле. В связи с этим в качестве критерия исправности транзистора в составе печатного узла могут быть выбраны только токи его закрытых переходов Iи 1дз. Без учета поверхностных эффектов обратные токи и токи закрытых переходов отличаются по значению на несколько процентов:

где а и аи — коэффициенты усиления тока в схеме с общей базой для прямого и инверсного включения транзистора;

ри —- коэффициент усиления тока в схеме с общим эмиттером для инверсного включения.

Например, при р = 40 и ри =1 разница в значениях составляет 2,5%.

Причиной ухудшения свойств транзистора является возрастание поверхностных токов. Это явление эквивалентно шунтированию перехода некоторым сопротивлением. За счет поверхностных эффектов разница между значениями токов становится еще меньше, так как общий обратный ток транзистора оценивают независимо от числа компонент, из которых он состоит, в то время как приведенное выражение описывает поведение отдельной компоненты.

Целесообразность выбора токов 1кз и 1эз в качестве критерия исправности транзистора обусловлена тем, что у исправных транзисторов максимальное значение этих токов в 5-10 раз меньше, чем у неисправных. Достоверность контроля исправности транзистора по току одного из переходов составляет 0,95, а по токам двух переходов — практически равна единице. Ошибка диагностирования исправности транзистора по току одного из переходов возникает при неисправности типа “обрыв” цепи третьего электрода. Для исключения ошибки необходима дополнительная контрольная операция по проверке целости цепи третьего электрода.

Преобразователи для контроля токов переходов по структуре близки к преобразователям для контроля сопротивлений переходов. Так, в схеме (рисунок 7.9) для контроля токов переходов достаточно поменять места включения калиброванного резистора R0 и проверяемого перехода. В силу свойств активной линейной ИС в этом случае к переходам проверяемого транзистора оказывается приложенным заданное напряжение UQ. Значение этого напряжения должно быть небольшим, не более 0,5 В, для того чтобы исключить пробой транзистора в случае неправильного подключения полярности тестового напряжения.

Учитывая, что сопротивление закрытого перехода достаточно велико, режим заданного напряжения на переходе легко может быть получен и в пассивной ИС для контроля МЭЦ (рисунок 7.11). Источник тестового закрывающего переход напряжения U0 включается через калиброванный резистор R0 с помощью зондов 32 и З3 между базой и коллектором проверяемого транзистора. Напряжение коллектора через повторитель ПН подается на соединенные накоротко через зонды Зх и 34 шины ШП и ОШ питания каскада. Благодаря этому исключается влияние элементов Z—Zv В результате падение напряжения на резисторе R0 пропорционально измеряемому току.

При необходимости схема преобразователя может быть еще более упрощена. В качестве калиброванного возможно использование сопротивления в цепи коллектора (Z3) или эмиттера (Z4) проверяемого каскада (рисунок 7.12). В такой схеме сопротивления Zx и Z2 цепи базового делителя включены параллельно выходу источника напряжения UQ. Их минимально допустимое значение ограничено только мощностью источника. Элементы Z3 и Z4 не влияют на значение измеряемого тока, так как в подавляющем большинстве реальных схем их сопротивление на несколько порядков меньше сопротивления закрытого перехода. Отклонение сопротивления резисторов от своего номинального значения в пределах допуска ± 20% также не оказывает существенного влияния на результат оценки исправности, так как значения обратных токов у исправных и неисправных транзисторов отличаются более чем в пять раз.

— Схема для контроля токов закрытых переходов

Рисунок 7.11 — Схема для контроля токов закрытых переходов

С помощью рассмотренного метода также возможно измерение начальных токов I и 1эн, характеризующих работу

— Упрощенная схема для контроля токов закрытых переходов транзистора в импульсном режиме

Рисунок 7.12 — Упрощенная схема для контроля токов закрытых переходов транзистора в импульсном режиме. Для этого в схему преобразователя дополнительно вводят зонд 35 и переключатель П (рисунок 7.13). При измерении начального ток коллектора переключатель устанавливают в положение “1”, и через зонд 35 эмиттер транзистора замыкают с базой. При измерении начального ток эмиттера переключатель устанавливают в положение “2”, и через зонд З3 коллектор транзистора замыкают с базой. Выходной сигнал при этом снимают через зонд 35.

Преобразователи для диагностирования исправности транзисторов в составе печатного узла могут работать с любым числом последовательно включенных каскадов, подключенных к общим шинам питания. Для этого необходимо только подключать зонды 32,33 и 35 к разным транзисторам. Достоинством метода контроля токов по сравнению с методом контроля сопротивлений является низкий уровень используемых напряжений и исключение возможности появления рабочих сигналов ОД благодаря замыканию шин питания.

— Схема для контроля начальных токов переходов

Рисунок 7.13 — Схема для контроля начальных токов переходов

Рассмотренный метод не применим для контроля схем с включенным параллельно переходу активным сопротивлением или другим р-n переходом. Однако оба перехода одновременно зашунтированы бывают крайне редко, а контроль тока даже одного перехода дает достаточно достоверную оценку исправности транзистора. Использование метода проблематично для контроля современных планарных маломощных транзисторов, у которых значения обратных токов лежат в диапазоне наноампер. Проведение контроля столь малых токов непосредственно в печатном узле с помощью автоматических систем весьма сложно из-за неизбежных токов утечки в коммутаторах, контактирующих устройствах и соединительных жгутах. Метод не позволяет также обнаружить перепу- тывание выводов коллектора и эмиттера, так как значения токов I и I близки.

КЗ эз

Расширить возможности внутрисхемного диагностирования можно при контроле усилительных свойств транзистора. Для учета влияния шунтирующих транзистор цепей печатного узла на значения напряжений и токов, действующих в измерительной схеме, измерения проводят в два такта. В первом такте к контролируемому транзистору прикладывают закрывающее напряжение и оценивают реакцию ОД на тестовое воздействие, которая обусловлена только шунтирующими цепями. Во втором такте транзистор открывают. Реакция ОД при этом определяется суммой токов, протекающих через открытый транзистор, и токов, протекающих через шунтирующие цепи. Разность реакций зависит только от свойств транзистора.

На рисунках 7.14 приведены схемы преобразователей, реализующих рассмотренный метод применительно к измерению различных параметров транзисторов. Во всех схемах шины питания рабочей схемы ОД, в которую включен проверяемый транзистор, замкнуты между собой. При этом элементы цепей эмиттера и коллектора оказываются между собой соединенными, и на рисунках представлены цепью Z3.

Преобразователи на рисунках 7.14, а, б, в предназначены для измерения параметров биполярного транзисторов в схеме с общей базой. Нулевой потенциал базы задается через зонд 31 с инвертирующего входа операционного усилителя ОУр прямой вход которого соединен с общей шиной. Эмиттер проверяемого транзистора подключается к выходу этого усилителя через зонд З3. Таким образом, переход база-эмиттер и соединенная параллельно ему цепь Z2 оказываются включенными между входом и выходом ОУг Ток через параллельное соединение задается входными напряжениями и элементами, через которые оно поступает на вход ОУг

— Схемы для контроля усилительных свойств транзисторов

Рисунок 7.14 — Схемы для контроля усилительных свойств транзисторов

Схема на рисунке 7.14, а предназначена для внутрисхемного контроля динамического коэффициента усиления тока в схеме с общей базой. Постоянный ток база-эмиттер, определяющий рабочую точку транзистора, задается от источника напряжения 17бэ через переменный резистор Ry При изменении полярности этого напряжения транзистор переключается из открытого состояния в закрытое. Тестовый сигнал переменного тока задается от источника напряжения U_ через переменный резистор R2 и конденсатор Сг Подстройка резисторов необходима для исключения влияния шунтирующих цепей на режим измерения. Резистор Я3 предназначен для ограничения токов в процессе подстройки режимов. Конденсатор С2 служит для ограничения токов в момент подключения зондов к ОД. В схеме на операционном усилителе ОУ2 совмещены функции задания напряжения на коллекторе транзистора с преобразованием тока коллекторной цепи в напряжение и ограничением значения этого тока. Задаваемые напряжения коллекторного питания подаются на неинвертирующий вход усилителя. В силу свойств усилителя такие же напряжения устанавливаются на инвертирующем входе. Они подаются на коллектор. Напряжение на коллекторе остается постоянным и равным заданному до тех пор, пока усилитель работает в линейной области без ограничения сигнала. В случае короткого замыкания цепи коллектора, значение тока ограничено резистором К4, включенным между инвертирующим входом и выходом усилителя. Ток коллекторной цепи вызывает на калиброванном резисторе К4 падение напряжения. В качестве выходного сигнала используется напряжение между неинвертирующим входом и выходом усилителя U , которое прямо пропорционально току в коллекторной цепи. Разность значений напряжения U при открытом и закрытом транзисторе пропорциональна только току коллектора.

Схема на рисунке 7.14, б предназначена для внутрисхемного контроля статического коэффициента усиления тока. Ток в цепи база-эмиттер при нулевом потенциале на базе задается напряжением [7бэ и резистором R2. При изменении полярности этого напряжения транзистор переключается из открытого состояния в закрытое. Ток в цепи коллектора при нулевом напряжении база-коллектор считывается усилителем ОУ2.

Схема на рисунке 7.14, в предназначена для внутрисхемного контроля напряжения насыщения. Напряжение коллекторного питания 17 подается через резистор Rv Напряжение между зондами 32 и 32 является искомым параметром.

Схема на рисунке 7.14, г предназначена для внутрисхемного контроля крутизны полевых транзисторов. Напряжение затвора U3 и тестовый сигнал переменного тока U_ подаются через зонд 3j, а напряжение стока — через зонд 32. С помощью операционного усилителя задается нулевой потенциал на исток и формируется напряжение U пропорциональное току истока. Перевод транзистора из открытого состояния в закрытое осуществляется изменением полярности напряжения U .

Рассмотренным преобразователям для измерения параметров биполярных транзисторов свойственен тот же недостаток, что и преобразователям для внутрисхемного контроля сопротивления переходов, а именно возможность появления достаточно большого напряжения на выходе операционного усилителя OYj в том случае, когда оборвана цепь электрода транзистора или перепутаны его выводы. Этот недостаток устраняется в преобразователе для внутрисхемного измерения коэффициента усиления тока по схеме с общим эмиттером (рисунок 7.15).

При испытаниях транзистора шины питания проверяемого каскада замыкаются накоротко через зонды 3: и З3 и соединяются с общей шиной измерительной схемы. Элементы рабочей схемы объекта, шунтирующие транзистор VT, представлены ветвями Zp Z2, Z3 и Z4. К коллектору транзистора через калиброванный резистор R2 и зонд 34 подключается источник коллекторного питания 17 . На базу транзистора через калиброванный резистор Rx и зонд 32 подается тестовый сигнал (рисунок 7.16, в), полученный в результате сложения в сумматоре напряжений СН низкочастотных прямоугольных импульсов генератора Гх (рисунок 7.16, а), с сигналом генератора Г2 (рисунок 7.16, б)бо- лее высокой частоты. Уровни низкочастотного сигнала выбра-

— Схема для измерения коэффициента усиления тока

Рисунок 7.15 — Схема для измерения коэффициента усиления тока

ны таким образом, чтобы во время первого полупериода транзистор был надежно закрыт, а во время второго — находился в активной области. В первом полупериоде падения напряжения на резисторах RR2 соответственно и и2г), пропорциональны только токам i и гшк, протекающим через шунтирующие транзистор цепи Zv Z , Z3 и Z4:

Во втором полупериоде эти напряжения изменяются за счет токов базы гб и коллектора г открытого транзистора:

С помощью усилителя высокой частоты УВЧ выделяют высокочастотные составляющие напряжений (на рисунке 7.16, д показано для напряжения в цепи базы). Разность амплитуд высокочастотного сигнала за первый и второй полупериоды на-

— Временные диаграммы работы схемы (рисунок 7.15)

Рисунок 7.16 — Временные диаграммы работы схемы (рисунок 7.15)

пряжения Г зависит только от токов транзистора. Выделение разностного сигнала осуществляется с помощью фазочувствительного детектора ФЧД. Для этого в моменты переключения низкочастотного сигнала Г: изменяется на противоположную фаза его опорного напряжения (рисунок 7.16, г), сформированного из сигнала генератора Г2 с помощью фазового переключателя ФП. В результате выходное напряжение УВЧ в течение первого полупериода преобразуется фазочувствительным детектором в отрицательное напряжение, а во время второго полупериода — в положительное (рисунок 7.16, е). Среднее значение выходного напряжения ФЧД, выделяемое фильтром низкой частоты ФНЧ, пропорционально токам открытого транзистора. При измерении тока базы переключатель П находится в положении “1”, а при измерении тока коллектора — в положении “2”. Измеритель отношений ИО вычисляет значение h2V равное отношению выходных напряжений ФНЧ при положениях “1” и “2’’переключателя П.

С целью упрощения реализации ИО возможна параллельная подача напряжений на его входы. Для этого в схеме необходимо использовать два идентичных канала УВЧ-ФЧД-ФНЧ. Необходимости в измерении отношения напряжений можно избежать, если поддерживать постоянным ток базы открытого транзистора. Для этого может быть применена отрицательная обратная связь с выхода ФНЧ базового канала, управляющая амплитудой высокочастотного напряжения генератора Г2.

С помощью рассмотренного преобразователя возможна также оценка нелинейности характеристик транзистора. Для этого уровни открывающего низкочастотного сигнала выбираются таким образом, чтобы транзистор работал в необходимых точках активной области. Разность коллекторных токов в этом случае пропорциональна нелинейности характеристики транзистора. Метод можно применять также для контроля полевых транзисторов. Их усилительные свойства характеризуют крутизной , равной отношению изменения тока стока Агс к

вызвавшему его изменению напряжения Аисз сток-затвор. Для измерения крутизны достаточно исключить из схемы резистор К1 и базовый канал. Изменение напряжения Аисз сток-затвор рано амплитуде сигнала генератора Г2 и не зависит от шунтирующих цепей ОД. Изменение тока стока А i определяют так же, как и у биполярных транзисторов. Оно пропорционально крутизне. Необходимость вычисления отношения отпадает.

Недостатком рассмотренной схемы является зависимость режима работы транзистора от сопротивления шунтирующих цепей вследствие падений напряжения на калиброванных резисторах R и RQ2. Этот недостаток устраняется введением схемы на операционном усилителе, совмещающей задание напряжения на нагрузке с преобразованием тока нагрузки в напряжение и ограничением значения этого тока (рисунок 7.17).

Задаваемые напряжения коллекторного питания и тестовое от генератора ГИ, совпадающее по форме с напряжением в точке “в” схемы на рисунке 7.15, подаются на неинвертирующие входы соответственно усилителей ОУ2 и ОУг В силу свойств усилителя такие же напряжения устанавливаются на их инвертирующих входах. Их подают на нагрузку. Ток нагрузки (ток базы или коллектора проверяемого транзистора) вызывает на калиброванном резисторе в цепи обратной связи ОУ падение напряжения. В качестве измеряемого сигнала используют напряжение между неинвертирующим входом и выходом усилителя, которое прямо пропорционально току транзистора.

— Схема с точным заданием напряжений на электродах

Рисунок 7.17 — Схема с точным заданием напряжений на электродах

Основная проблема, возникающая при практической реализации преобразователя, состоит в выделении напряжений, пропорциональных токам открытого транзистора. Как правило, токи через шунтирующие элементы Zv Z2, Z3 в несколько раз превышают ток базы и соизмеримы с током коллектора. Необходимо измерять малое значение разности двух больших переменных напряжений, действующих в разных полупериодах. Усугубляет эту проблему наличие низкочастотного сигнала, служащего для задания режима работы проверяемого транзистора по постоянному току, который также в несколько раз превышает сигнал высокочастотный. Полностью отфильтровать высокочастотный сигнал от низкочастотного, особенно когда они оба импульсные, не удается. Остаточное после фильтрации напряжение низкочастотного сигнала искажает результат измерения токов.

Решение проблемы разделения сигналов за счет использования высокочастотного сигнала синусоидальной формы нельзя признать удовлетворительным, так как ведет к необходимости применения достаточно сложных узкополосных усилителей. Несколько проще выделить напряжения, пропорциональные токам открытого транзистора, можно при использовании схем выборки и хранения СВХ или двукратного фазочувствительного детектирования.

В первом варианте требуются четыре схемы выборки и хранения (СВХ) в каждом канале (рисунок 7.18), которые формируют напряжение постоянного тока, равное мгновенному значению входного напряжения в момент подачи управляющего сигнала.

Управляющие сигналы СВХ показаны на рисунке 7.19.

СВХ: и СВХ2 канала работают в полупериоде Tv когда проверяемый транзистор закрыт, и запоминают значения напряжения u^t) соответственно во время положительных и отрицательных полупериодов напряжения высокочастотного генератора, входящего в состав ГИ (рисунок 7.17). Разность выходных сигналов СВХх и СВХ2, выделяемая узлом вычитания напряжений УВ1; равна амплитуде высокочастотного сигнала, пропорционального току шунтирующих цепей. СВХ3 и СВХ4 работают в полупериоде Т2, когда проверяемый транзистор открыт. Разность их выходных сигналов, выделяемая УВ2, пропорциональна сумме токов открытого транзистора и шун-

— Применение схем выборки и хранения для обработки сигналов

Рисунок 7.18 — Применение схем выборки и хранения для обработки сигналов

— Временные диаграммы работы схемы (рисунок 7.18)

Рисунок 7.19 — Временные диаграммы работы схемы (рисунок 7.18)

тирующих цепей. С помощью УВ3 формируют напряжение постоянного тока, зависящее только от тока транзистора.

Во втором варианте (на рисунке 7.20 приведена схема одного канала) с помощью разделительной цепи С1К1 исключают постоянную составляющую сигнала u(t) (рисунок 7.21), обусловленную напряжением коллекторного питания 17 и влиянием низкочастотных токов открытого транзистора.

— Применение ФЧД для обработки сигналов

Рисунок 7.20 — Применение ФЧД для обработки сигналов

Полученное переменное напряжение uR1 поступает на ФЧДр опорным напряжением которого служат низкочастотные импульсы Tj (17у1 на рисунке 7.21). С помощью разделительной цепи C2R2 выделяют переменную составляющую uR2 выходного сигнала ФЧДХ, разность амплитуд которой в полупериодах Т и Т2 пропорциональна току открытого транзистора. Этот сигнал усиливают и подвергают повторному фазочувствительному детектированию в ФЧД2. Опорный сигнал ФЧД2у2на рисунке 7.21) формируют так же, как и в схеме на рисунке 7.15. В результате среднее значение выходного напряжения ФЧД2, выделяемое фильтром ФНЧ (гбфЧД2 на рис. 7.21), пропорционально измеряемому току.

Этот вариант выгодно отличается возможностью усиления сигнала на переменном токе. Требования к разделительным КС-цепям намного ниже, чем к УВЧ в схеме на рисунке 7.15, так как их задача состоит только в исключении постоянной составляющей сигналов, а не в выделении высокочастотного сигнала на фоне низкочастотного.

С помощью схемы на рисунке 7.20 возможно измерение коэффициента усиления тока с погрешностью не более 10% при сопротивлениях шунтирующих цепей не менее 100 Ом. Вместе с тем применение рассмотренного преобразователя в универсальных АСКД ограничено его сложностью.

Упрощение преобразователя возможно при переходе к контролю статического коэффициента усиления. Структурная схема преобразователя не отличается от схемы на рисун — Временные диаграммы работы схемы (рисунок 7.20)

Рисунок 7.21 — Временные диаграммы работы схемы (рисунок 7.20)

ке 7.17, изменена лишь форма тестового сигнала в цепи базы проверяемого транзистора. Временные диаграммы, поясняющие работу, приведены на рисунке 7.22, где показана последовательность разнополярных импульсов тестового воздействия, вырабатываемого ГИ, и выходные напряжения операционных усилителей ОУ1 и ОУ2. Амплитуда импульсов одной полярности достаточна для надежного запирания транзистора, а амплитуда импульсов противоположной полярности задает рабочую точку транзистора в активной области.

Для исключения возможности саморазогрева транзистора выбирают скважность импульсов 0 > 10 при токе эмиттера, равном или большем 1 мА, и 0 > 2 при токе до 1 мА. Длительность импульсов выбирают исходя из частотных свойств транзистора таким образом, чтобы не было заметно искажения их формы. При

— Временные диаграммы работы схемы при контроле статического коэффициента усиления тока

Рисунок 7.22 — Временные диаграммы работы схемы при контроле статического коэффициента усиления тока

этом результат соответствует значению (3, измеренному на постоянном токе. Варианты обработки сигналов, несущих информацию о токах, принципиально не отличаются от рассмотренных ранее.

Существенно упростить преобразователь можно, если измерять статический коэффициент усиления тока при напряжении база-коллектор, равном нулю. Полученное значение Р на 15-20% ниже справочного, но для оценки исправности при внутрисхемном контроле это непринципиально и при необходимости может быть учтено в программе контроля. Из схемы на рисунке 7.17 исключается источник напряжения 17 и соединяются между собой неинвертирующие входы операционных усилителей (рисунок 7.23).

Тестовый импульсный сигнал ГИ тот же, что и ранее (см. рисунок 7.22), но не содержит постоянной составляющей, т. е. амплитуды импульсов положительной и отрицательной полярностей равны. В качестве сигнала, зависящего от токов, можно использовать выходное напряжение ОУ^ и ОУ2, а не падения напряжения на калиброванных резисторах, что намного проще. Токи открытого транзистора приводят к появлению постоянной составляющей этого напряжения (рисунок 7.24), которая легко выделяется с помощью фильтров низкой частоты.

— Измерение статического коэффициента усиления тока при нулевом напряжении база-коллектор

Рисунок 7.23 — Измерение статического коэффициента усиления тока при нулевом напряжении база-коллектор

— Временные диаграммы работы схемы (рисунок 7.23)

Рисунок 7.24 — Временные диаграммы работы схемы (рисунок 7.23)

 
Посмотреть оригинал
< Пред   СОДЕРЖАНИЕ   ОРИГИНАЛ     След >