Синтез компенсирующих цепей на основе ФНЧ, ФВЧ и понижающих трансформаторов Нортона

На рис. 6.3 приведена схема компенсирующей цепи, выполненной на основе двух П-образных ФВЧ третьего порядка со встроенными трансформаторами Нортона и Т-образного ФНЧ. Опорным элементом Y для трансформатора Нортона является индуктивность ФВЧ.

Схема компенсирующей цепи, выполненной на основе фильтров верхних частот, понижающих трансформаторов Нортона и фильтров

Рис. 6.3. Схема компенсирующей цепи, выполненной на основе фильтров верхних частот, понижающих трансформаторов Нортона и фильтров

нижних частот

При синтезе данной схемы для получения минимального количества элементов использовано условие

где Lc = -—J^-Lhf - физически нереализуемая отрицательная индук-

кт

Л

тивность трансформатора Нортона; LHF=LX =--- - индукгив-

Sl27l/min ность П-образного ФВЧ; /min - частота среза ФВЧ; LNF =1--

2nfmaxRl

индуктивность Т-образного ФНЧ; /тах - частота среза ФНЧ.

Условие (6.6) соответствует минимально возможному значению индуктивности Т-образного ФНЧ третьего порядка, следовательно, оно обеспечивает максимально достижимую полосу рабочих частот. Из условия (6.6) получим выражение, описывающее коэффициент перекрытия диапазона рабочих частот kd для схемы, приведенной рис. 6.3:

Соотношение (6.7) показывает, что применение в структуре, схема которой представлена на рис. 6.1, чебышевских фильтров по сравнению с баттервортовскими дает существенно больший коэффициент перекрытия диапазона рабочих частот для одного и того же значения межэлектродной емкости управляющего элемента Cd, которая подлежит компенсации. Это обусловлено тем, что чебышевский фильтр имеет большее значение g, которое к тому же возводится в квадрат. В случае кт = 1 минимальная и максимальная частоты рабочего диапазона для схемы, приведенной на рис. 6.3, соответственно равны

/min =0 и /тах = ———. Это означает, что трансформирующая схе-

2я*1 Сл

ма компенсации вырождается в фильтрующую схему. Из соотношения (6.7) также следует, что увеличение коэффициента трансформации кт вызывает уменьшение коэффициента перекрытия диапазона рабочих частот kd и соответствующее уменьшение полосы рабочих частот. При этом увеличивается подлежащая компенсации межэлектродная емкость Cd.

Подставив в (6.7) условие kd = 1, получим выражение для максимального значения коэффициента трансформации в схеме (рис. 6.3), соответствующего границе физической реализуемости (отсутствию отрицательных значений) реактивных элементов:

Для уровня пульсации коэффициента передачи АК = 0,1 дБ (g1=l,04) значение максимального коэффициента трансформации составляет 4,33. Ограничение (6.8) означает, что схема, приведенная на рис. 6.3, при заданной величине емкости управляющего элемента Cd имеет ограничение и на максимальную частоту:

Расчет элементов схемы выполняется по выражениям, полученным в соответствии с теорией фильтров, и выражениям (6.3) - (6.5):

Для значения коэффициента трансформации кт= 3, минимальной частоты рабочего диапазона /min =250 МГц и емкости управляющего элемента Q =30 пФ была рассчитана в среде MWO амплитудно- частотная характеристика схемы компенсации влияния межэлекгрод- ной емкости управляющего элемента, приведенной на рис. 6.3. Результаты расчета АЧХ представлены на рис. 6.4. Из графика видно, что для указанных выше параметров коэффициент перекрытия диапазона рабочих частот составил kd & 2. Величина межэлектродной емкости управляющего элемента Cd - 30 пФ позволяет осуществить параллельное включение нескольких мощных полупроводниковых приборов.

Амплитудно-частотная характеристика схемы компенсации влияния емкости управляющего элемента, изображенная на рис. 6.3

Рис. 6.4. Амплитудно-частотная характеристика схемы компенсации влияния емкости управляющего элемента, изображенная на рис. 6.3

Конкретные расчеты по выражениям (6.10) - (6.14) для указанных выше исходных данных показали, что в метровом диапазоне длин волн (210...420 МГц) схема, изображенная на рис. 6.3, имеет хорошую физическую реализацию элементов: Ц-Ь5 - 30,755 нГ; Q = С2 = = 11,1 пФ; ^2 =14=13,0 нГ; Ц =8,9 нГ.

Отметим, что АЧХ и структура схемы компенсации, приведенной на рис. 6.3, соответствуют классическому полосно-пропускающему фильтру третьего порядка, дополненному двумя параллельно включенными индуктивностями на входе. Параметры элементов, естественно, отличаются от параметров обычного фильтра.

Поскольку для устранения физически нереализуемых элементов понижающих трансформаторов Нортона в схеме введен дополнительный ФВЧ с частотой среза /тin, эффективность данной компенсирующей структуры следует определять следующим образом:

Для этой схемы эффективность по критерию (6.15) составила 81 %. Такая высокая эффективность объясняется явно выраженным чебы- шевским альтернансом в рабочей полосе частот. Как было показано в пятой главе, именно чебышевская форма АЧХ обеспечивает квазиоптимальность согласующих и компенсирующих цепей. Поскольку в схеме, приведенной на рис. 6.3, включено каскадно несколько отдельных фильтров, результирующая АЧХ имеет неравномерную пульсацию (рис. 6.4). Для получения равномерного чебышевского альтернан- са на втором этапе синтеза компенсирующей цепи целесообразно провести оптимизацию параметров, используя полученный результат в качестве начального приближения. Метод оптимизации широкополосных СВЧ цепей, описанный в пятой главе, является достаточно универсальным и вполне подходит для компенсирующих цепей с трансформацией. Для проведения оптимизации можно воспользоваться также компьютерными САПР, например Microwave Office. Хорошую перспективу для рассматриваемых схем имеют «генетические» методы оптимизации [133].

Отношение полос пропускания фильтрующих и трансформирующих структур описывается следующим выражением:

где В0 = 2nf0R^Cd - нормированная емкость управляющего элемента; AfT - полоса рабочих частот трансформирующей схемы компенсации; А/ - полоса рабочих частот фильтрующей схемы компенсации.

Из выражения (6.16) следует, что в трансформирующих структурах сосредоточенного типа выигрыш по полосе рабочих частот может быть получен при значениях нормированной емкости управляющего элемента В0> 1. В рассмотренном выше примере В0= 2,81 и kd= 2. Для этих значений параметров выигрыш в полосе рабочих частот составил 1,93. Таким образом, за счет достаточно большой трансформации характеристического сопротивления (кт = 3) имеет место существенный выигрыш в полосе рабочих частот по отношению к фильтрующим схемам компенсации. При этом трансформирующая схема компенсации (см. рис. 6.3) содержит лишь два дополнительных элемента - индуктивности Д и L5.

Схема, приведенная на рис. 6.3, может быть упрощена, если применить ФВЧ второго порядка, однако при этом соответственно сузится полоса рабочих частот за счет уменьшения gj.

Для сокращения количества индуктивных элементов в схемах компенсации воспользуемся другим сочетанием типов фильтрующих структур. На рис. 6.5 приведена схема компенсирующей цепи, выполненной на основе двух ФНЧ со встроенными трансформаторами Нортона и ФВЧ. Опорным элементом Y (см. рис. 6.2) для трансформаторов Нортона является емкость ФНЧ.

Схема компенсирующей цепи, выполненной на основе ФНЧ, понижающих трансформаторов Нортона и ФВЧ

Рис. 6.5. Схема компенсирующей цепи, выполненной на основе ФНЧ, понижающих трансформаторов Нортона и ФВЧ

При синтезе схемы для обеспечения максимальной полосы рабочих частот использовано следующее условие компенсации для отрицательного емкостного элемента трансформатора Нортона:

к

где Сс =-- отрицательная физически нереализуемая емкость

1 _ V^T

трансформатора Нортона; Q =-—- - емкость фильтра нижних

/тах^1

частот; CHF = ——---емкость фильтра верхних частот.

2nfmmSRl

Выполнение условия (6.17) приводит к выражению (6.7) для коэффициента перекрытия диапазона рабочих частот. Таким образом, схемы, приведенные на рис. 6.3 и 6.5, имеют одинаковые порядки фильтров и одинаковые коэффициенты перекрытия диапазона рабочих частот kd. Выражения для расчета элементов схемы компенсации имеют вид

Из соотношений (6.18) и (6.22) следует ограничение на максимальную частоту /тах схемы, приведенной на рис. 6.5, при котором обеспечивается физическая реализуемость (положительные значения) реактивных элементов:

Анализ ограничений (6.9) и (6.23) показывает, что для мощных управляющих элементов с большой межэлектродной емкостью Cd схемы, приведенные на рис. 6.3 и 6.5, имеют практически равную эффективность и применимы в основном в метровом и начале дециметрового диапазонов.

 
Посмотреть оригинал
< Пред   СОДЕРЖАНИЕ   ОРИГИНАЛ     След >