Выходные каскады

Специальные выходные каскады предназначены для получения на выходе заданной амплитуды напряжения и тока и защиты предшествующих каскадов от изменений внешней нагрузки, а также для повышения КПД.

Основное требование, предъявляемое к выходному каскаду — большое входное сопротивление для согласования с предыдущим (предвыходным) каскадом и малое выходное сопротивление для передачи без потерь в нагрузку выходного напряжения.

Большое входное сопротивление выходного каскада не шунтирует выходной сигнал предыдущего каскада, а низкое выходное сопротивление хорошо согласовывается с любым сопротивлением нагрузки. Последнее обстоятельство особенно важно, так как сопротивление нагрузки может изменяться в широких пределах. Особенно это важно при R_H -> 0. Таким образом, если /?_вых выходного каскада будет минимальным, то при снижении сопротивления нагрузки R_H общее сопротивление будет изменяться незначительно. При большом Л_вых каскада и снижении сопротивления нагрузки R_H результирующее сопротивление изменится существенно. Это

R R

видно из формулы R = —^н -^гх , где общее сопротивление при

R +R

н вых

параллельном включении двух сопротивлении всегда меньше самого малого сопротивления.

Кроме того, выходной каскад не должен вносить линейных искажений, особенно это относится к исключению прохода постоянной составляющей предыдущего каскада.

Индуктивность и емкость в ИМС сложно реализовать, а создание мощных резисторов исключается из-за ограниченной мощности, рассеиваемой кристаллом, и возможности перегрева ИМС. Поэтому в ИМС используют бестрансформаторные каскады. Этим требованиям наиболее полно удовлетворяют схемы эмиттерных повторителей. В первых разработках применяли однотактные схемы, которые широко используются в некоторых ИМС и в настоящее время.

Простейший однотактный выходной каскад на основе схемы эмиттерного повторителя (рис. 13.26) собран на транзисторе VT4 по схеме с О К.

Схема с ОК обеспечивает очень малое выходное сопротивление каскада. На транзисторе VT2 построен каскад сдвига уровня, в эмиттерной цепи которого включен ГСТ на транзисторах VT1 и VT3. Как известно, в схеме классического эмиттерного повторителя коэффициент усиления Кц* 1, что является ее существенным недостатком как усилителя. Для повышения коэффициента усиления выходного каскада эмиттерного повторителя на транзисторе VT4 в схеме построена цепочка последовательной положительной обратной связи по напряжению (ПОС) на резисторах R5, R4 и транзисторе VT3. Одновременно с увеличением коэффициента

Рис. 13.26. Схема однотактного выходного каскада усилителя с эмиттерным повторителем на выходе

усиления примерно в 2,5 раза ПОС позволяет увеличить входное и снизить выходное сопротивление каскада эмиттерного повторителя.

Особенность построения в схеме ПОС заключается в том, что резистор R5 является общим для эмиттерных цепей транзисторов VT3 и VT4. В этом случае эмиттерные токи транзистора VT3 (/_э3) и VT4 (/_Э4) протекают через резистор R5, создавая на нем падение напряжения UR5. Это напряжение является напряжением ООС для транзистора VT3, а напряжение, снимаемое с резисторов R4, R5 и транзистора VT3, создает ПОС для транзистора VT4. Поскольку напряжение на резисторе R5 является частью выходного напряжения на нагрузке (U_н), то в схеме действует частичная ПОС.

При постоянстве напряжения смещения на эмиттерном переходе VT3 за счет действия ГСТ эмиттерный ток транзистора VT3 будет зависеть только от напряжения на резисторе R5. Так, при увеличении выходного эмиттерного тока /_Э4 через резистор R5 на нем увеличивается падение напряжения. В результате уменьшается напряжение прямого смешения на эмиттерном переходе транзистора VT3, равное t/₃₃ = t/_rcT — t/_R4 — U_R5 за счет увеличения обратного смещения от напряжения U_R5 (действует ООС). Транзистор VT3 закрывается и увеличивается его сопротивление, следовательно, повышается положительный потенциал его коллектора (точка А) и напряжение прямого смещения на эмиттерном переходе транзистора VT4 эмиттерного повторителя. Увеличение прямого смещение на эмиттерном переходе VT4 вызывает увеличение эмиттерного тока /_Э4 и выходного напряжения, снимаемого с резисторов R5 и R6 (U_bUX = U_R5 + (/_R6). Положительная обратная связь, действующая на выходном транзисторе VT4 в этой схеме (рис. 13.26), очень слабая, и условие самовозбуждения, т.е. перехода транзистора VT4 в режим глубокого насыщения, не может быть выполнено, что указывает на то, что схема работает устойчиво.

Диод VD1 в схеме, включенный под обратное смещение, выполняет функции конденсатора, который ускоряет процесс нарастания и спада напряжения на входе VT2, и тем самым уменьшает переходные процессы.

Рассмотрим принцип работы диода VD1 как конденсатора в электрической цепи на рис. 13.26, состоящей из R4, R5, VT3 и VD1, эквивалентные схемы для которой показаны на рис. 13.27, а.

В данной схеме (рис. 13.27, а) диод, выполняющий функции конденсатора, и транзистор VT3 с резисторами R4 и R5, выполняющий функции резистора, создают RC-цепь, эквивалентная схема которой приведена на рис. 13.27, б. Действие RC-цепей основано на переходных процессах при включении и выключении напряжения в цепи на основании второго закона коммутации. Второй закон коммутации определяет, что при включении напряжения на RC-цепь в первоначальный момент времени (/ = 0) напряжение на конденсаторе С равно нулю. По второму закону Кирхгофа

(U_BX = U_c + t/_R) RC-цепи все напряжение в этот момент времени приложено к резистору (U_BX = t/_R). Напряжение на конденсаторе С определяется по формуле U_c = = U_BX( 1 — e^_t/^T), где т = RC — постоянная времени электрической RC-цепи. За время, приблизительно равное 5т, конденсатор заряжается, и напряжение на резисторе становится равным нулю U_R = = Овх*-^,А-

Рис. 13.27. Схема ускоряющей цепи в ИМС выходного каскада усилителя (а) и ее аналог как RC-це- почки (б)

Применительно к рассматриваемой эквивалентной RC-цепи можно сделать вывод о том, что при включении входного напряжения U_BX в начальный момент времени /₀ все входное напряжение будет приложено к участку цепи VT3—R4—R5 (эквивалентному резистору), в точке А — «плюс», а в точке В — «минус». Такая разность потенциалов резко увеличивает прямое смещение эмиттерного перехода VT3, что приведет к возрастанию эмиттерного тока. В течение времени 5т возрастает барьерная емкость диода VD1 (C_VD16ap) и уменьшается напряжение в точках А и В эквивалентного резистора VT3—R4—R5. Полярность C_VD]6ap показана на рис. 13.26. При уменьшении входного сигнала U_BX барьерная емкость начнет разряжаться через эмиттерный переход VT2 и резистор R3 и уменьшать потенциал базы VT4, ускоряя снижение эмиттерного тока /_Э4 и переход транзистора VT4 в режим отсечки.

Однотактные выходные каскады работают в режиме класса А и потребляют много мощности, а их КПД — низкий. Поэтому эти каскады применяют в схемах при небольших выходных мощностях.

Наибольшее распространение в ИМС нашли двухтактные бес- трансформаторные выходные каскады, работающие в режимах классов АВ и В с одним или двумя источниками питания. Два симметричных плеча каскада включены последовательно. Двухтактные выходные каскады строятся на биполярных и униполярных (полевых) транзисторах однотипных и разных структур (комплементарные).

Двухтактные каскады на комплементарных транзисторах управляются от однофазного источника входного сигнала, двухтактные каскады на одноструктурных транзисторах — парафазными входными сигналами.

Рис. 13.28. Схема двухтактного выходного каскада усилителя с источником парафазного сигнала

В схеме выходного каскада на однотипных структурах, например на биполярных транзисторах п-р-п- типа (рис. 13.28), транзисторы возбуждаются в противофазе парафазными сигналами. Выходной каскад выполнен на транзисторах VT2 и VT3, включенных последовательно на одну нагрузку. Транзистор VT2

включен по схеме с ОЭ, а транзистор VT3 — по схеме с ОК. Источником противофазных (парафазных) входных сигналов служит фазоинверсный выходной каскад на транзисторе VT1.

С фазоинверсного каскада снимаются равные по амплитуде, но сдвинутые по фазе на 180° напряжения ^_вых1 и ?7_вых2, т.е. противофазные сигналы. Транзисторы VT2 и VT3 двухтактного последовательного выходного каскада работают в режиме класса В. Противофазные сигналы U_Bblx] и и_вых2 с VT1 открывают поочередно транзисторы VT2 и VT3. При открытии VT1 течет ток /_Э2, при открытии VT2 — ток 4з- В результате на R_H формируется двухполярный выходной сигнал. Недостатком схемы является то, что в один полупериод на нагрузку действует эмиттерный ток, а в другой — коллекторный. При равенстве транзисторов VT2 и VT3 это может создать видимость неравенства напряжения на нагрузке в двухполярном выходном сигнале, так как ток /_кз > /_Э2.

Если учесть, что напряжения ?7_вых1 и ?/_вых2, действующие на двухтактный каскад, тоже имеют неравные амплитуды ?7_вых1 > U_Bblx2, то это предположение недоказуемо. Так как ?7_вых1 > {/_вых2, то и уровень открытия транзистора VT2 будет выше, чем у транзистора VT1. В результате ток *Э2 будет больше, чем ток ⁷эз- Уменьшение тока /_эз приведет к уменьшению и коллекторного тока /_кз транзистора VT3 приблизительно на то же значение, на которое уменьшается ток /_эз по сравнению с током /_Э2. Из этих рассуждений следуют равенства токов /_Э2 = /_кз и амплитуд в двухполярном выходном сигнале.

Схема двухтактного выходного каскада на одноструктурных транзисторах с управлением парафазным входным напряжением с одним источником питания (рис. 13.29) аналогична схеме на рис. 13.28. Для обеспечения работы этой схемы как двухтактного усилителя необходимо включить в выходной цепи конденсатор С1, который выполняет функции источника питания в один из полу- периодов усиления парафазных сигналов.

При подаче парафазных сигналов с предоконечного каскада VT1 на выходной каскад, когда на базе VT2 — «плюс», а на базе VT3 — «минус», открывается транзистор VT2 и появляется ток /_Э2, протекающий по цепи: +U_K -> VT2_K__B_₃ -» Cl -» R_H -» — ?/_к. Конденсатор заряжается до напряжения источника питания (t/_K). Его полярность показана на рис. 13.29. При изменении полярности парафазных сигналов на базах транзисторов VT2 и VT3 изменяются потенциалы: на базе VT2 — «минус», а на базе VT3 — «плюс». В этот момент закрывается VT2 и открывается VT3. Источником напряжения питания для открытого транзистора VT3 становится конденсатор С1. При открытом транзисторе конденсатор разряжается по цепи: +С1 -» VT3_KB_₉ —» R_H —» —Cl.

При идентичности параметров транзисторов важно обеспечить симметрию плеч двухтактной схемы по питанию. Для этого конденсатор выбирают с большой емкостью, чтобы напряжение на нем не

Рис. 13.29. Схема двухтактного выходного каскада усилителя с одним источником питания

снижалось при закрытом транзисторе VT3. В этих условиях будут одинаковы токи плеч /_Э2 = /_кз с учетом рассуждений, рассмотренных для схемы на рис. 13.29. Выполнить условие U_c = U_K при большом токе нагрузки трудно.

Широкое применение получили двухтактные схемы выходных каскадов, выполненных на комплементарных транзисторах. В этих схемах используются основной (входной) транзистор п-р-п-структуры и дополняющий — р-п-р-

структуры. Преимуществом таких схем является возбуждение (возможность усиления) от однофазного источника входного сигнала: нет необходимости использовать фазоинверсный предвыходный каскад.

Выходной каскад на рис. 13.30 выполнен на транзисторах VT1 и VT2 я-/ья-структуры (комплементарная пара) и управляется однофазным напряжением, поэтому режим работы может быть класса В или ЛВ. Схема построена с двумя источниками питания t/_K1 и U_K2, имеющими общий вывод — корпус, к которому подключена нагрузка R_H. Данная схема может работать и с одним источником питания, так же как на схеме на рис. 13.30, с применением на выходе конденсатора, выполняющего роль второго источника питания.

Так как нагрузка включена в эмиттерные цепи VT1 и VT2, то схема работает как эмиттерный повторитель, а усиление мощности обусловлено только усилением тока.

В наиболее простом случае, соответствующем режиму класса В, в отсутствие входного сигнала оба транзистора закрыты. В этом случае через нагрузку ток не протекает, что указывает на отсутствие постоянного напряжения на выходе при U_RX = 0. В таком схемном решении не требуется трансформаторный выход, что является хорошим признаком для применения схемы в ИМС. Транзисторы включены так, что каждое плечо работает один такт от своего источника питания на общую нагрузку. Во время положительного полупериода входного напряжения (U_BX) открыт транзистор VT1 и через нагрузку протекает ток ^ЭГ Отрицательным полупери- одом входного напряжения открывается транзистор VT2 и ток /_Э2 протекает через нагрузку в противоположном направлении. В результате на R_H формируется двухполярный выходной сигнал усиленного тока.

Следует отметить, что такие достоинства двухтактного выходного каскада, как отсутствие постоянного напряжения на нагрузке

при U_BX = 0 и удвоение низкой выходной мощности по сравнению с мощностью однотактного каскада, могут быть реализованы в полной мере лишь при полной симметрии схемы. Однако выполнить на одной подложке ИМС идентичные по параметрам транзисторы р-п-р- и /7-/7-д-структур не удается. Обычно транзисторы р-п -//-типа имеют меньшее усиление, и это приводит к появлению на выходе каскада постоянного напряжения (при ?/_вх = 0) и неодинакового усиления каждого полупериода входного сигнала, что ведет к искажению выходного усиленного сигнала. Поэтому для создания наиболее близких по параметрам транзисторов в плечах транзистор р-п-р-типа часто выполняют составным (рис. 13.31). Составной транзистор на рис. 13.31 выполнен на транзисторах VT2 и VT3 и аналогичен структуре //-«-//-транзистора, но имеет коэффициент усиления выше, чем один транзистор р-п-р-типа в схеме на рис. 13.31. В схеме выходного каскада с составным транзистором параметры составного

Рис. 13.31. Схема двухтактного выходного каскада усилителя с составным транзистором в комплементарной паре

Рис. 13.32. Диаграмма работы двухтактного выходного каскада в режиме класса В: а — совмещенные входные характеристики двух плеч каскада; б — выходной сигнал каскада

транзистора и VT1 наиболее близки по параметрам, что исключает постоянное напряжение на выходе при U_BX = 0 и уменьшает искажение усиленного сигнала.

Отличительной особенностью кремниевых транзисторов, которые являются основой ИМС, является ярко выраженная нелинейность начального участка входной вольт-амперной характеристики (ВАХ), которая приводит к нелинейности и искажению выходной характеристики. Это особенно сильно влияет на форму усиленного сигнала при работе двухтактного усилителя в режиме класса В, когда возникают нелинейные искажения типа центральной отсечки. На рис. 13.32 в качестве примера показаны входные ВАХ транзисторов и диаграмма выходного сигнала для схемы двухтактного усилителя на рис. 13.31. Входной сигнал на участке 1 (рис. 13.32) не усиливается, т.е. в этот момент входной сигнал расходуется на переход транзисторов каждого плеча двухтактного каскада из режима класса В в режим класса АВ. В результате входной сигнал усиливается не весь, что ведет к искажению в виде «отсекания» его части в переходе с одного полупериода в другой по центру периода, т.е. выходной сигнал искажается. Такое искажение называют искажением «ступенькой», так как выходной сигнал действует прерывисто — ступенчато.

Рис. 13.33. Схема двухтактного выходного каскада усилителя, работающего в режиме класса АВ

Для исключения искажения типа центральной отсечки схемы выходных каскадов усложняют, переводя их в режим работы класса А В. Усложнения заключаются в построении специальных схем для задания первоначального напряжения смещения и положения рабочей точки транзисторов каждого плеча двухтактного каскада.

Схема выходного каскада на двух п-р-п- транзисторах (рис. 13.33), в которой транзистор VT1 включен по схеме с OK, a VT2 — по схеме с ОЭ, аналогична схеме на рис. 13.30.

За счет включения резистора R1 и диода VD1 создается смещение фиксированным током базы для транзисторов VT1 и для транзисторов VT1 и VT2 устанавливается режим класса АВ. Напряжение ?/_к,

также создает обратное смещение на диоде VD1. В результате VD1 закрыт, а транзистор VT1 находится в активном режиме. Между коллектором и эмиттером транзистора VT2 через R1 прикладывается напряжение от двух источников питания, равное ^КЭ2 ⁼ Щл ⁺ ^К2- В результате создается смещение косвенным методом и протекает слабый коллекторный ток через транзистор VT2 по цепи: + t/_K1 —> R1 —> VT2_K_₅_₃ —» R2 -> — U_K2. Падение напряжения на резисторе R1 уменьшает прямое смещение на эмиттер- ном переходе VT1 (?/_БЭ1 ⁼ Щц — t^j), следовательно, и на диоде VD1, приоткрывая его, а падение напряжения на резисторах R1 и R2 уменьшает напряжение на транзисторе VT2 (₂ = U_K] + U_K2 — — t/_R1 — U_R2) и токи через транзисторы уменьшаются. Таким образом, оба транзистора VT1 и VT2 работают в режиме класса АВ и через них по нагрузке протекают небольшие, равные по величине, токи противоположных направлений (/_Э1 и /_К2), а суммарный ток в нагрузке равен нулю.

При положительном входном сигнале ток транзистора VT2 возрастает, что приводит к увеличению падения напряжения на резисторе R1 и уменьшению прямого смещения на эмиттерном переходе транзистора VT1 и обратного смещения на диоде VD1. Через нагрузку возрастает ток /_К2 по цепи: +U_K2 -» R_H -> VD1 —» VT2_K__B_₃ -» -» R2 -» —U_R. Транзистор VT1 остается закрытым, так как падение напряжения на диоде VD1 за счет тока /_К2 создает на эмиттерном переходе VT1 обратное смещение (знаки «+» и «—» в скобках на рис. 13.33).

При отрицательном входном сигнале транзистор VT2 закрывается. Падение напряжения на резисторе R1 и диоде VD1 за счет уменьшения коллекторного тока VT2 (/_R2) уменьшается, что увеличивает прямое смещение на эмиттерном переходе VT1 и обратное смещение на VD1. Диод VD1 закрывается, а транзистор VT1 открывается и через него в нагрузку течет ток /_Э1. Амплитуды напряжения на нагрузке одинаковы при равенстве коэффициентов усиления. Так как транзистор VT1 включен по схеме с OK, a VT2 — по схеме с ОЭ, то выравнивание коэффициентов усиления происходит при Rl = R_H. Резистор R1 ограничивает ток коллектора транзистора VT2, и при равенстве Rl = R_H токи равны /_К2 = /_Э1.

В двухтактном выходном каскаде на комплементарной паре транзисторов VT2 и VT3 (рис. 13.34) используется основной транзистор п-р-п и дополняющий р-п-р, которые можно создать в ИМС при изоляции структур /?-я-переходом. Режим класса АВ в схеме задается с помощью предвыходного фазоинверсного каскада на транзисторе VT1, диодах VD1, VD2 и резисторе R, которые образуют схему делителя напряжения. Фазоинверсный каскад — источник противофазных напряжений для выходного каскада. Функции диодов VD1 и VD2 в реальном исполнении в ИМС выполняют транзисторы в диодном включении.

Рис. 13.34. Схема двухтактного выходного каскада усилителя на комплементарной паре, работающего в режиме класса АВ

Ток делителя напряжения /_д создает падение напряжения на диодах, которое создает прямое смещение на эмиттерных переходах транзисторов VT2 и VT3 и задает режим работы транзисторов. Поскольку падение напряжения на дифференциальном сопротивлении диодов мало, то транзисторы работают в режиме класса АВ. При положительном входном сигнале VT1 открывается и потенциал базы транзистора VT3 становится более отрицательным и равным U_K2- Транзистор VT3 открывается и ток нагрузки /_эз протекает по цепи: +U_K2 RH -» VT3₃__B__K -» — ?/_к2. При отрицательном сигнале VT1 закрывается, ток делителя и падение напряжения на резисторе R уменьшаются. Потенциал базы транзистора VT2 становится более положительным и равным + t/_K1 и транзистор VT2 открывается. Ток нагрузки /_Э2 протекает по це- пи: +?/_к1 -> Т2_к__б_э -» R_H ->? -U_Kl.

Поскольку параметры интегральных п-р-п- и /?-я-р-транзисто- ров существенно различаются, особенно коэффициент усиления по току (который можно устранить, введя ООС, охватывающую выходной и предвыходной каскады), то в схеме возникает асимметрия, что также приводит к искажению выходного сигнала. Подобную асимметрию можно устранить, применяя в выходных двухтактных каскадах (рис. 13.35) в качестве />-л-/7-транзисторов составной транзистор на комплементарной паре (VT4 и VT5, VT6), так же как в схеме на рис. 13.31. Для повышения мощности в выходном

каскаде также применяют составные транзисторы по схеме Дарлингтона (VT2, VT3 и VT5, VT6). В схеме выходного двухтактного каскада на составных транзисторах (рис. 13.35) можно получить большие мощности на выходе и повысить симметрию выходного каскада, что уменьшает нелинейные искажения.

Рис. 13.35. Схема двухтактного выходного каскада усилителя на составных транзисторах

В выходных каскадах также необходимо принимать меры по защите схемы от перегрузок, особенно от возможных коротких замыканий. Короткое замыкание в схеме может возникнуть при уменьшении сопротивления нагрузки, в результате чего резко возрастет ток в плечах каскадов.

Защита осуществляется за счет включения резисторов конструктивной нагрузки в эмиттерные цепи. В схеме на рис. 13.36, а, защиту выполняет ООС в эмиттерной цепи, которая возникает за счет

Рис. 13.36. Схемы двухтактных выходных каскадов с защитой от перегрузок: а — с помощью ООС; б — с помощью транзисторов падения напряжения на резисторах R1 и R2. При возрастании тока в цепи транзисторов VT1 и VT2 напряжение на этих резисторах возрастает и в противофазе подается на эмиттерные переходы, соответственно уменьшая входное напряжение и, следовательно, входной и выходной токи. Чем больше сопротивление резисторов R1 и R2, тем эффективнее защита. Однако в этом случае возрастает выходное сопротивление и уменьшается напряжение на нагрузке и, что самое главное в ИМС, увеличивается рассеиваемая тепловая мощность. Создание резисторов больших номиналов в ИМС также невозможно. Более эффективна схема, в которой основную роль защиты от перегрузок выполняют транзисторы VT3 и VT4 (рис. 13.36, б). Резисторы R1 и R2 имеют небольшое сопротивление (20—30 Ом).

При нормальных для схемы токах оба транзистора закрыты. Если возрастают токи нагрузки транзисторов VT1 и VT2, то и на резисторах R1 и R2 также возрастает падение напряжения. Это падение напряжения увеличивает прямое смещение на эмиттерных переходах VT3 и VT4, которые, открываясь, шунтируют своим малым сопротивлением входы транзисторов VT1 и VT2. Транзисторы VT1 и VT2 закрываются и увеличивают выходное сопротивление двухтактного выходного каскада, при этом ток в нагрузке уменьшается. Аналогичную защиту можно применить и в схемах с предоконечным каскадом (например, в схеме на рис. 13.34), а также и в схемах выходных каскадов с одним источником питания (например, в схеме на рис. 13.29).