Анализ построения практических схем операционных усилителей

В процессе развития интегральной схемотехники принципиальные схемы интегральных усилителей прошли несколько этапов построения, каждый из которых характеризуется своеобразием схемотехнических решений. На первоначальных этапах разрабатывались схемотехнические решения для построения так называемых универсальных усилителей. Разработчики стремились повысить коэффициент усиления и уменьшить входные токи, что способствовало увеличению входного сопротивления и улучшению точностных показателей.

В зависимости от схемотехники основных блоков, их элементной базы и параметров различают четыре поколения интегральных ОУ. В настоящее время в производстве и эксплуатации находятся интегральные ОУ всех поколений.

Схемы ОУ на основе ИМС всех поколений имеют разнообразное и сложное построение. Рассмотрим этапы развития схем ОУ и тенденции улучшения их параметров. Общее представление о схемотехнике ОУ можно получить при анализе практических схем. Такой анализ позволяет проследить основные принципы схемотехники ОУ.

Интегральные ОУ первого поколения строились по трехкаскадной структурной схеме с использованием только транзисторов п-р-п-типа и диффузионных транзисторов. Типичным представителем интегральных ОУ первого поколения является усилитель типа К140УД1, поэтому на примере схемотехнических решений ОУ серии К140УД1 можно наиболее легко рассмотреть характерные особенности построения схем ОУ, что даст в дальнейшем возможность анализировать схемотехнические решения ОУ других поколений с более сложными схемотехническими решениями.

На рис. 13.39 приведена упрощенная схема ОУ аналоговой ИМС серии К140УД1 (не показаны цепи защиты и второстепенные элементы).

На входе схемы ОУ установлен дифференциальный каскад на транзисторах VT1 и VT2 с нагрузкой Rl, R2 и R4. Имеются два входа — инвертируемый и неинвертируемый. Дифференциальный каскад усиления на входе обеспечивает все достоинства, при-

Рис. 13.39. Принципиальная схема аналоговой ИМС — операционного усилителя серии К140УД1

сущие этой схеме, для всего ОУ. В цепь эмиттеров транзисторов VT1 и VT2 включен ГСТ, собранный на транзисторе VT3 и обеспечивающий стабильные токи /_Э1 и /_Э2. Режим транзистора VT3 стабилизируется с помощью транзистора VT4 в диодном включении.

Транзистор VT3 обладает очень большим выходным сопротивлением переменному току и имеет небольшое падение напряжения постоянного тока; R3 создает ООС по току и тем самым увеличивает Л_вых транзистора VT3. Для синфазной составляющей входного напряжения на ГСТ в эмиттерной цепи создается очень глубокая ООС, что обеспечивает сильное подавление синфазной составляющей.

Усиленный примерно в 10—15 раз дифференциальный сигнал, поданный на дифференциальные входы (инвертирующий и неинвертирующий) первого каскада, снимается с коллекторной нагрузки первого каскада и подается на следующий каскад — дифференциальный усилитель, собранный на транзисторах VT5 и VT6. Благодаря тому, что транзистор VT5 собран по схеме с О К, осуществляется переход от дифференциального выхода первого каскада с симметричным выходом к двухтактному каскаду на VT5 и VT6 с несимметричным выходом. С нагрузки VT5, т.е. с резистора R6, снимается выходное напряжение, которое поступает на эмиттерный переход транзистора VT6, собранного по схеме с ОЭ. На эмиттерный переход этого же транзистора поступает напряжение с выхода транзистора VT1. Оба сигнала поступают на эмиттерный переход транзистора VT6 согласованно, т.е. в фазе. Например, если на вход VT1 поступает положительный потенциал напряжения +Щ, то с коллекторной нагрузки VT1 снимается отрицательный потенциал, равный по величине —KU, который поступает на базу VT6. В то же время на вход VT2 поступает отрицательный потенциал напряжения, т.е. —Щ, который также усиливается и в коллекторной цепи транзистора VT2 меняет свою фазу на положительную и равную +KU₂. С выхода транзистора VT2 сигнал поступает на вход эмиттерного повторителя на транзисторе VT5. Этот эмиттерный повторитель на выходе сохраняет фазу и практически не меняет амплитуду входного сигнала, т.е. на эмиттер транзистора VT6 действует потенциал, равный +KU₂. Так как Щ = U₂, то на переход эмиттер—база транзистора VT6 поступает удвоенная разность потенциалов, т.е. удвоенное напряжение с выхода первого каскада, равное

Таким образом, парафазное напряжение первого каскада с помощью второго усилителя усиливается (примерно в 200—300 раз) и преобразуется в однофазное, которое снимается с нагрузки транзистора VT6 и поступает на схему сдвига уровня, собранную на транзисторе VT7, в эмиттерную цепь которого включена нагрузка — делитель напряжения, состоящий из R9 и ГСТ на транзисторе VT8. Стабилизация режима VT8 происходит с помощью VT4 в диодном включении. Напряжение, снимаемое с нагрузки VT6, имеет определенный положительный потенциал даже при U_BX = 0. Однако при U_BX = 0 напряжение 17 должно быть равно нулю. Поэтому на сигнал, выделившийся на эмиттере транзистора VT7, накладывается постоянное напряжение сдвига. Это напряжение создается проходящим через резистор R9 стабильным током, генерируемым ГСТ на транзисторе VT8.

Таким образом, схема сдвига уровня обеспечивает нулевой потенциал на базе VT9 выходного каскада. Для того чтобы не ослаблять полезный сигнал, второе плечо делителя нагрузки в цепи эмиттера VT7 — ГСТ на VT8 — имеет очень большое сопротивление, и с него практически снимается полное напряжение, которое было подано на вход схемы сдвига. В результате такого действия схемы сдвига уровня сигнал через схему проходит почти без ослабления на базу транзистора VT9 выходного каскада.

Выходной каскад собран по однотакгной схеме с О К на транзисторе VT9. Схема с ОК обеспечивает очень малое выходное сопротивление операционного усилителя. Чтобы повысить коэффициент усиления выходного каскада, он охватывается слабой положительной обратной связью. Для этого часть выходного напряжения с R12 снимается и через R10 и VT8 подается обратно на базу VT9. Если в обычном ЭП коэффициент усиления меньше 1, то благодаря ПОС в данной схеме коэффициент усиления примерно равен 2,5.

Положительная обратная связь слабая, что исключает условие самовозбуждения и обеспечивает устойчивую работу усилителя. Диод VD1, включенный под напряжение обратного смещения, выполняет роль емкости, ускоряющей процесс нарастания и спада напряжения на входе VT7 и тем самым уменьшает проходные процессы и искажения. Дополнительную емкость можно включить на соответствующие входы коррекции параллельно диоду VD1.

Коэффициент усиления по напряжению данного ОУ составляет 4000 при выходном сопротивлении 750 Ом и входном сопротивлении 10 кОм.

Операционные усилители первого поколения требуют много внешних вспомогательных компонентов для повышения их чувствительности, улучшения частотных свойств, защиты от перегрузок по входу и выходу.

ОУ аналоговых ИС совершенствовались в направлении увеличения коэффициента усиления, роста входного и уменьшения выходного сопротивления, сокращения до минимума внешних корректирующих цепей. При этом в схемах ОУ изменялась элементная база, добавлялись отдельные схемотехнические решения и внутренние стабилизирующие обратные связи, а также применялось двухкаскадное построение схем ОУ.

Так, в ОУ второго поколения введены новые элементы для построения схем и схемотехнические решения: во входном дифференциальном каскаде наряду с биполярными транзисторами используются полевые транзисторы, что резко уменьшает входные токи и увеличивает входное сопротивление ОУ; применяются составные транзисторы, что повышает коэффициент усиления транзисторов; применяются транзисторы не только п-р-п-, но и р-п-р-типов, что улучшает параметры каскадов; резисторные нагрузки дифференциальных каскадов заменяются динамическими, для этого в коллекторные цепи дифференциальных каскадов включаются генераторы стабильного тока.

Примером ОУ второго поколения может служить упрощенная схема (рис. 13.40) двухкаскадного ОУ типа К140УД7 (не показаны цепи защиты и второстепенные элементы). На входе ОУ установлен каскодный из составных транзисторов дифференциальный каскад на транзисторах VT1—VT4. Транзисторы VT1, VT3 и VT2, VT4, включенные по каскодной схеме — общий коллектор—общая база, в которой транзисторы VT1 и VT2 включены по схеме с ОК, а транзисторы VT3 и VT4 — по схеме с ОБ, образуют схемы составных транзисторов, что позволяет повысить входное сопротивление ОУ до 400 кОм. В коллекторной цепи транзисторов VT3 и VT4 включена высокоомная управляемая динамическая нагрузка на транзис-

чо

ON.

Рис. 13.40. Принципиальная схема (упрощенная) аналоговой ИМС — операционного усилителя (ОУ) типа К140УД7

торах VT5 и VT6. Напряжение смещения для данных транзисторов задается эмиттерным повторителем на транзисторе VT7. Эта часть схемы используется для балансировки токов покоя плеч дифференциального каскада, для чего к выводам 7, 4 и 5 присоединяется внешний потенциометр. С помощью регулировки потенциометра достигается равенство токов в плечах дифференциального входного каскада, что позволяет добиться нулевого значения напряжения на выходе (?7 = 0) при отсутствии сигнала входе ОУ (U_BX = 0).

Такая балансировка позволяет снизить требования, предъявляемые к равенству параметров транзисторов в плечах дифференциального каскада при построении ИМС.

В схеме (рис. 13.40) имеется источник стабильного постоянного тока 7q (ГСТ2), с помощью которого задаются требуемые значения токов /_гст = /j + /₂ и /_{3 4} = /₃ + /₄, так как по первому закону Кирхгофа для узла в точке «а» соотношение токов записывается в виде равенства /₀ = /_ГСТ1 + /_{3 4}. Токи транзисторов VT3 и VT4 практически равны токам транзисторов VT1 и VT2, так как соответствующие пары транзисторов (VT1 и VT3, VT2 и VT4) являются составными транзисторами, включенными по каскодной схеме (7j = /₃ и /₂ = /₄). Подставив в формулу /₀ = /_ГСТ1 + /_{3 4} значения соответствующих токов и допущенные равенства /j = /₃ и /₂ = /₄, получаем уравнение /₀ = 2(1_{ + /₂), которое указывает на то, что ток, потребляемый каскадом дифференциального входного усилителя, не зависит от параметров его транзисторов и входных напряжений, а определяется источником стабильного тока ГСТ2. Изменяя ток /₀, можно изменять и токи, протекающие через входной дифференцирующий каскад, и соответственно его основные характеристики. Таким образом, ГСТ2 является независимым источником стабильного тока, который определяет режим работы входного дифференциального усилителя.

Коллекторной динамической нагрузкой дифференциального каскада является генератор стабильного тока ГСТ1, в котором транзисторы включены по схеме «токового зеркала», и используется как управляемый источник тока, работающий в режиме отбора тока от входного каскада дифференциального усилителя. Управление заключается в том, чтобы изменение тока через один транзистор приводило к аналогичному изменению тока через другой транзистор, т.е. поддерживалось равенство коллекторных токов. Совместное действие генераторов стабильного тока ГСТ1 и ГСТ2 исключает усиление синфазного входного сигнала, т.е. обеспечивает практически заданные значения тока и напряжения на выходе дифференциального входного каскада, амплитуда которых определяется параметрами ГСТ2. При включении резистора балансировки и проведения необходимой регулировки баланса схемы значения тока и напряжения на выходе дифференциального входного каскада устанавливают нулевой ток и напряжение (Cf = 0 и I = 0).

При подаче на входы дифференциального входного каскада (рис. 13.40) синфазных сигналов (t/_Bxl = U_Bx2) одновременно и одинаково изменятся токи в обоих плечах каскада (/j и /₂), предположим увеличатся. Это приведет к увеличению суммарного базового тока /₃ 4 ⁼ /₃ + /4. Если рассматривать токи в точке А по первому закону Кирхгофа, то можно составить равенство /₀ = /_{3 4} + /_ГСТ1, где /₀ — ток независимого источника стабильного тока ГСТ2, амплитуда которого не зависит от токов во входном дифференцирующем каскаде, так как ГСТ2 включен параллельно с дифференциальным каскадом усиления; /34 — базовый ток во входном дифференцирующем каскаде; /_ГСТ1 — ток источника стабильного тока ГСТ1, амплитуда которого зависит от токов во входном дифференциальном каскаде (1_{ и /₂), так как ГСТ1 включен последовательно с дифференциальным каскадом усиления. Таким образом, при увеличении тока /3 ₄ и неизменном стабильном токе /₀ происходит уменьшение тока /_ГСТ1. Так как ток /_гст, определяет токи /₍ и /₂, то его уменьшение вызывает соответствующее уменьшение токов и тока ГСТ1 (/_ГСТ1 = /] + /₂). Такая взаимная компенсация тока ГСТ1 приводит к малой зависимости его от источника синфазного сигнала, практически не влияя на его характеристики для дифференциального сигнала. В результате можно сделать вывод о том, что в схеме действует отрицательная обратная связь по цепи: базовый выход дифференциального входного каскада —» ГСТ1, т.е. через управляемый источник тока ГСТ1, что улучшает стабильность выходного напряжения не только при синфазном сигнале на входе, но и при нулевом дифференциальном сигнале.

Если на входе схемы (рис. 13.40) будет действовать парафазный входной сигнал, например U_Bx2 увеличится (положительный потенциал) по сравнению с напряжением t/_Bxl на величину AU = U_Bx2 — U_Bxl, то это приведет к увеличению тока /₂, протекающего через транзисторы VT2 и VT4. Базовый ток транзистора VT4 также увеличится, а базовый ток транзистора VT3 и ток /j уменьшатся, так как эти цепи питаются от одного ГСТ1 и увеличение одной составляющей приводит к уменьшению другой. Уменьшение тока 1_{ приведет к снижению положительного потенциала на коллекторе транзистора VT7 и на базах транзисторов VT5 и VT6. В итоге ток /₆, протекающий через транзистор VT6, уменьшится. Таким образом, в результате действия парафазного напряжения A U на входе схемы (высокоомный выход — коллектор транзистора VT6) ток транзисторов VT2, VT4 увеличится на Д/₂, а ток транзистора VT6 уменьшится на А/₆, и выходной ток каскада изменится на А/ = А/₂ + А/₆. Итак,

дифференциальное (парафазное) напряжение, поданное на входе дифференциального каскада, вызывает на выходе ток, прямо пропорциональный этому напряжению.

К высокоомному выходу (коллектор транзистора VT6) дифференциального каскада подключен усилительный каскад на транзисторе VT8, выполненный по схеме с ОЭ, нагрузкой которого является ГСТЗ. Генератор стабильного тока ГСТЗ, кроме стабилизации тока, также увеличивает сопротивление нагрузки транзистора VT8 и за счет дополнительного эмиттерного повторителя в ГСТЗ стабилизирует ток выходного каскада.

Выходной каскад (рис. 13.40) на транзисторах VT10 и VT11 построен по последовательной каскодной схеме двухтактного усилителя и работает в режиме класса АВ, что обеспечивается подачей на эмиттерные переходы небольшого напряжения смещения, формируемого частью схемы на диодах VD1 и VD2 (в полных схемах усилителей на ИМС диоды заменены транзисторами в диодном включении).

В схеме (рис. 13.40) имеется внутренняя частотная коррекция, выполненная на конденсаторе С_К1, который создает отрицательную обратную связь в каскаде на транзисторе VT8. Так как сопротивление конденсатора уменьшается при увеличении частоты, то глубина ОС повышается и коэффициент усиления увеличивается. Внутренняя коррекция, которая устраняет автоколебания в усилителе, возникающие при введении ОС, не всегда достаточна для обеспечения устойчивости, т.е. для устранения автоколебаний. Поэтому иногда внутреннюю коррекцию дополняют внешними цепями коррекции. Для этого в схеме предусмотрен вывод 7, к которому подключают дополнительный навесной конденсатор С_К2 (на рис. 13.40 подключение С_К2 показано штриховой линией). Конденсатор С_К2, подключенный к выводам 2 (или 3) и 7, создает ПОС, которая уменьшает глубину отрицательной обратной связи, осуществляемой через С_К1, за счет чего изменяется частота коррекции и АЧХ усилителя, а также устраняются автоколебания. Соответственно увеличится скорость нарастания входного напряжения и повысится частота, на которой начинается снижение коэффициента усиления усилителя (К). Для уменьшения частоты коррекции, с которой начинается снижение коэффициента усиления, корректирующий конденсатор (С_кз) необходимо включить на общую шину источников питания, т.е. между выводами 7 и 6 (на рис. 13.40 подключение С_кз показано штриховой линией).